由于能小縮減輸出電容器和感應器尺寸從而節(jié)省板空間，具有更快轉換頻率的直流-直流（DC/DC）轉換器正變得越來越受歡迎。而另一方面，由于處理器內核電壓降至1V以下，任務周期縮短了，在更快頻率下很難獲得低電壓，使得負載點電源的需求不斷增加。
很多電源IC供應商都在積極地推銷號稱能節(jié)省空間的更快的DC/DC轉換器。一個DC/DC轉換器能夠以1MH在甚至2MHz的頻率轉換，這聽起來似乎很不錯，但是在考慮電源系統(tǒng)的時候，不能光看到尺寸和效率。下面我們來看幾個例子，這幾個例子都顯示了轉換頻率更高時的優(yōu)點和缺點。
選擇一個應用
我們設計并構建了三種不同電源來展示高速轉換頻率的利弊。這三種電源的輸入電壓都是5V，輸出電壓都是1.8V，輸出電流3A。這是DSP、ASIC和FPGA等性能處理器的通用要求。為了限定濾波器設計和性能，允許的波紋電壓設在20mV，大約是輸出電壓的1％；峰至峰感應器電流設為1A。
我們來對比一下這三種頻率分別為的350, 700和1600 kHz的電源的利弊。三種方案都使用頻率1.6 MHz、低電壓、帶MOSFET的TPS54317型3 A同步降壓DC/DC轉換器作為調壓器。
選擇感應器和電容器
感應器和電容器都是依照下面的簡單公式來選擇的：
Equation 1:
V = L x di/dt
Rearranging: L ≥ Vout x (1-D)/(ΔI x Fs)
where: ΔI = 1 A peak-to-peak; D = 1.8 V/5 V=0.36
等式1：
V = L x di/dt
Rearranging: L ≥ Vout x (1-D)/(ΔI x Fs)
此處 ΔI = 1 A峰至峰; D = 1.8 V/5 V=0.36
等式2:
I = C x dv/dt
Rearranging: C ≥ 2 x ΔI/(8 x Fs x ΔV)
此處 ΔV = 20 mV, I = 1 A 峰至峰
等式2中假定使用了一個有可忽略串聯電阻的電容器－陶瓷電容器即是如此。由于它的低電阻和小尺寸，三種方案都選用了陶瓷電容器。上面等式2中2的乘數是隨DC偏置出現的電容降，因為這一影響沒有算在大多數陶瓷電容器的數據表內。
圖1的電路用來評估測試臺上每個方案的性能
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圖1：TPS54317參考示意圖
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在示意圖中沒有數值的元件就是在各個方案中被更改的元件。輸出濾波器由L1和C2組成。三種方案中所有這些元件的數值都在表格1中列出，并根據上面等式結果來選擇。
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表格1：頻率分別為350kHz, 700kHz,和1600 kHz時的電容器和感應器選項
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必須注意，隨著頻率的增加，每個感應器的DC電阻會減小。這是因為圈數越少所需的銅線長度就越小。誤差放大器補償元件則根據每個轉換頻率而單獨設計。本文暫不討論如何選擇補償數值。
最小啟動時間
數字轉換器－數字轉換器集成電路（IC）在最小可控制啟動時間上有限值，即脈寬調制（PWM）電路可獲得的最窄脈寬。在降壓轉換器中，場效應晶體管(FET)在一個轉換周期內處于開啟狀態(tài)的時間比成為任務周期，等于輸出電壓和輸入電壓之比。
上面例子中的TPS54317型轉換器任務周期為0.36 (1.8V/5.0V)，最小啟動時間為數據表中所示的150ns（最大值）?？煽刂泼}寬的限制產生了可獲得的最小任務周期，根據等式3可以很容易算出來。一旦知道了最小任務周期，就可以計算出最低可獲取輸出電壓，如等式4和表格2中所示。最低輸出電壓也受到轉換器參考電壓限制，TPS54317的最低輸出電壓為0.9V。
等式3:
最小任務周期＝最小啟動時間x 轉換頻率
等式4:
最低輸出電壓＝輸入電壓x 最小任務周期（受TPS54317參考電壓限制）
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表格2：最小啟動時間為150ns時的最低輸出電壓
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此處可以在1.6MHz轉換頻率的情況下產生1.8V的輸出電壓。但是，即便頻率是3MH在，最可能低的輸出電壓也會被限制在2.3V。還有個方法就是降低輸入電壓或者降低頻率。在選擇轉換頻率之前，最好檢查一下DC/DC轉換器數據表，以確保一個最小可控制啟動時間。
脈沖跳躍
如果DC/DC轉換器不能以足夠快的速度消除柵極脈沖以保持所需的任務周期，就會產生脈沖跳躍。電源會試著調節(jié)輸出電壓，但是波紋電壓會隨著脈沖的進一步分離而增大。由于脈沖跳躍的原因，輸出波紋會顯示出分諧波成分，由此可能產生噪音。而由于IC可能不會對一個大的電流尖峰作出反應，也有可能電流限制電路不能繼續(xù)正常工作。有時由于控制器沒有正常工作，控制回路可能也會不穩(wěn)定。最小可控制啟動時間是一個很重要的因素，因此最好要核對DC/DC轉換器數據表中的規(guī)格，以確認獲得最好的頻率和最小啟動時間組合。
效率和功率消耗
在設計電源時，DC/DC 轉換器的效率是需要考慮的最重要因素之一。如果效率太差，就會導致高功率消耗，需要在電路板上借助散熱器或者PCB上更多的銅線才能處理好。功率消耗也會需要更多的電源上行。功率消耗有下面幾個成分：
這里的三個方案的損耗來自FET驅動損耗、FET轉換損耗和感應器損耗。FET電阻和IC損耗是一樣的，因為三個方案使用同樣的IC。由于每個方案都使用了陶瓷電容器，電容器損耗可以忽略不計，因為它們的等效串行電阻很低。為了顯示高頻率轉換的效果，圖2對每個方案的效率進行了測量和闡述。
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圖2：輸入電壓5V輸出電壓1.8V時不同頻率的不同效率
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上圖清晰地顯示出效率隨著轉換頻率的增加而降低。為了能在任何頻率情況下都改進效率，需要一個具有低Rds (on)、閘電壓或全負載時靜止電流規(guī)格的DC/DC轉換器，或者等效電阻更低的電容器和感應器。
大小
表格3顯示了感應器和電容器的數值，以及PCB所需板面面積
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表格3：元件大小和總面積要求
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電容器或感應器的推薦板面面積是比單個元件稍大一些，以上三個方案都要將板面面積大小計算在內。然后，總面積的大小就是將各個元件所占面積相加，包括IC和濾波器的板面面積，以及所有其它小的電阻器和電容器乘以2，以作為元件間隔。從350 kHz 到1600 kHz能節(jié)省的面積很大，濾波器大小可以減少50％，板空間減少35％，節(jié)省了將近100 mm2。
但由于電容值和電感值不能降為零，必定會符合回報消減規(guī)律。換句話說，提高頻率不能無限制地降低總體面積，因為適當尺寸的批量生產的感應器和電容器是有限定范圍的。
瞬間反應
瞬間反應是衡量電源性能等級的一個很好的指標。我們利用每個電源的在更高轉換頻率下的波德圖來進行對比。如圖3所示，每個電源的相位補角都在45度到55度之間，這是一個抑制效果不錯的瞬間反應。
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圖3：批量為350 kHz, 700 kHz和1600 kHz.時的波德圖
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交越頻率大約是轉換頻率的1/8。當使用一個快速轉換的DC/DC轉換器時，要確保電源IC誤差放大器有足夠的帶寬來支持一個高交越頻率。TPS54317的誤差放大器單位增益帶寬一般是5MHz。表格4顯示了實際瞬間反應次數和相關電壓峰值過沖值。
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表格4：瞬間反應
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轉換頻率越高就帶寬越大，過沖值就越低。低瞬間電壓過沖對于一些新的性能處理器是必須的，因為它們的調節(jié)精度要求可能包括瞬時電壓峰值是3％。
當需要更高的輸出電流時，德州儀器的TPS40140型可堆疊、雙通道并使用外部MOSFET的1 MHz DC/DC控制器可以滿足要求。快速轉換頻率的優(yōu)勢可以通過交叉多個功率階段并將之從相位中轉換出去來實現。
例如，可以將四個頻率分別為500kHz的輸出堆在一起，就行成了2MHz的有效頻率。這樣作的好處是可以減少波紋，降低輸入塊電容，加快瞬間反應，并通過在電路板上擴散功率消耗來改進熱量管理。最多可以將8個TPS40140通過數字總線連在一起并實現相位同步，最大有效頻率高達16MHz。
總結
設計轉換器時要進行利弊權衡。更小的面積、更快的瞬間反應和更小的電壓過沖和下沖是本文談到的“利”，而功率的降低和散熱的增加則是“弊”。
如果突破了極限，可能會產生一些問題，比如脈沖跳躍和噪音。在為高頻率應用選擇DC/DC轉換器時，要核查制造商的數據表，以確認一些重要的規(guī)格，例如最小啟動時間、誤差放大器的增益帶寬、FET電阻和轉換損耗等。在這些規(guī)格上有良好性能的集成電路可能成本會更高，但卻物有所值，而且在遇到設計難題時更容易使用。
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